Medida de Jitter con un Osciloscopio Siglent SDS 2000X HD

Medida de Jitter con un Osciloscopio Siglent SDS 2000X HD

Medida de Jitter con el osciloscopio SIGLENT SDS 2000X HD

Medida de Jitter con el osciloscopio SIGLENT SDS 2000X HD

Al probar algunos hardware A2B se observó lo que parecía ser una gran fluctuación en los relojes.

Si bien se encuentran disponibles osciloscopios y software especializados para realizar mediciones de fluctuación, uno no estaba disponible en el momento en que se necesitaron las mediciones.

 La idea básica es bastante simple: medir los flancos del reloj y ver si están todos exactamente espaciados de manera uniforme o si cambian (tiemblan) con el tiempo. Un reloj no uniforme alimentado a un ADC o DAC (convertidor analógico-digital o convertidor digital-analógico) producirá efectos de FM y/o AM, además de elevar el nivel de ruido.

 Los efectos deL jitter dependen de la naturaleza de la fluctuación.

La fluctuación aleatoria puede tener efectos audibles menos importantes que la fluctuación dominada por una frecuencia específica. Hay muchas formas de que las señales de interferencia se acoplen a las líneas de reloj y causen problemas. 

La nota de aplicación adjunta analiza el uso de un DSO común (200 MHz BW, 1 Gmuestra/seg) para ver si puede reemplazar una configuración de $50,000 que normalmente se usaría para investigar un problema de Jitter. 

Afortunadamente, la respuesta es que, dentro de los límites de lo que necesitan la mayoría de los sistemas de audio, se pueden obtener resultados utilizables. A frecuencias de fluctuación más altas (> 2 kHz), al medir relojes de bits típicos (es decir, de 3 MHz a 24 MHz), la medición del nivel de ruido de jitter es de alrededor de 20 pseg RMS. Para frecuencias más bajas, es de alrededor de 200 pseg RMS debido a la necesidad de registros de mayor duración. Para obtener más detalles, lea la nota de la aplicación. El software y los archivos de ejemplo se encuentran en el archivo .zip. 

La nota de aplicación, también presenta una curva de audibilidad de jitter derivada de un estudio y señala que el jitter aleatorio de banda ancha tiene consideraciones diferentes que el jitter con tonos espectrales. 

Las revisiones de equipos que se centran en la medición serán mucho más sensibles que los criterios de audibilidad. No se establecen criterios para las mediciones ya que hay demasiadas variables a considerar. Algunos revisores pueden considerar cualquier banda lateral relacionada con la fluctuación por encima del nivel de ruido al muestrear o reproducir tonos puros como una señal de mal diseño. 

 La fluctuación aleatoria de banda ancha también aumentará el ruido de fondo, pero la cantidad de ese aumento depende del contenido que se utilice para realizar la medición del ruido. Como algunas pruebas utilizan 11 kHz (normalmente como parte de una prueba IMD con un segundo tono a 1 kHz de distancia), no es descabellado utilizarlo como suposición para las pruebas. Su frecuencia más alta muestra el efecto de la fluctuación mucho más fácilmente que un tono de prueba de 1 kHz.

 En la vida real ningún contenido musical tendría ondas sinusoidales de 11 kHz a 0 dB; Ese no es el objetivo de una prueba como esa. Con especificaciones de equipo tan buenas, descubrir sus deficiencias requiere una postura de prueba más agresiva.

También es verdad en la publicidad: si un producto dice 10 Hz a 50 kHz +/‐ 3 dB, entonces será mejor que funcione en ese rango sin problemas extraños.

 “Clockworks” adopta la posición de que con un rendimiento medio, es decir, 110 dB DR, no deberían poder medirse componentes de fluctuación relacionados espectralmente por encima del nivel de ruido. Del mismo modo, el ruido de fondo debe cumplir las especificaciones indicadas no sólo en condiciones AES-17 sino también con un tono de 11 kHz. 

Sin realizar gastos extraordinarios para obtener un rendimiento superior a 120 dB DR, puede resultar muy difícil evitar algunos componentes relacionados con la fluctuación. Traducir eso a requisitos de fluctuación es difícil. Es razonable que OTOH prediga el impacto de una combinación específica de componentes de banda ancha y fluctuación tonal. Un recurso fácil de usar para eso es DISTORSION disponible desde https://distortaudio.org .  Desarrollado por Paul Kane, se presentó en 2019 a través del foro en Revisión de la ciencia del audio. En el momento de escribir este artículo todavía se encuentra en una versión Beta.

Una pregunta abierta es que ofrece una amplia gama de funciones de ventana FFT (y no está documentada para los casos en los que la función tiene parámetros), pero la corrección de la ganancia de procesamiento parecía un poco fuera de lugar en algunos casos, pero esto fue solo al observarlo.  

Utilicé la misma opción de ventana para todas las mediciones, ya que las mediciones comparativas serán correctas. Recuerde también que algunas funciones de ventana tienenlóbulos  laterales altos.  Si investiga el efecto de la fluctuación en el ruido de fondo, elija una ventana con baja energía de lóbulos laterales en relación con el ruido de fondo esperado.

Actualización/anexo

Me encontré con un Nota de aplicación de ADI EE-261 sobre la fluctuación en lo que se aplica a las especificaciones de reloj del procesador, pero también es una buena introducción al tema ya que cubre TIE, que generalmente no es de interés para los diseñadores de enlaces de CPU y SERDES.

Nota de aplicación de medidas de jitter con osciloscopio

Software de medidas de Jitter


In testing some of the A2B hardware what appeared to be high jitter on the clocks was observed. While specialized scopes & software are available for making jitter measurements one was not available at the time measurements were needed.

The basic idea is simple enough – measure the clock edges and see if they are all exactly evenly spaced or if they change (jitter) over time. A non-uniform clock fed to an ADC or DAC will produce FM and/or AM effects, as well as raise the noise floor. The effects of the clock jitter depend on the nature of the jitter. Random jitter can have less objectionable audible effects than jitter dominated by a specific frequency. There are many ways for interfering signals to couple in to clock lines to cause problems.

The attached app note looks at using a garden variety DSO (200 MHz BW, 1 Gsample/sec) to see if it can take the place of a $50,000 set up that would normally be wheeled out to investigate a jitter problem.

Luckily, the answer is that within the limits of what most audio systems need, you can get usable results. At higher jitter frequencies (> 2 kHz) when measuring typical bit clocks (i.e. 3 MHz to 24 – MHz) the measurement jitter noise floor is around 20 psec RMS. For lower frequencies it’s around 200 psec RMS due to the need for longer record lengths. For more details read the app note. The software and example files are found in the .zip file.

The Appnote also presents a jitter audibility curve derived from a literature survey, and notes that random broadband jitter has different considerations than jitter with spectral tones in it.

Equipment reviews that focus on measurement will be much more sensitive than the audibility criteria. No criteria is established for measurements as there are too many variables to consider. Some reviewers may consider any jitter related sidebands above the noise floor when sampling or rendering pure tones a sign of bad design. Wideband random jitter will also increase the noise floor, but the amount of that increase depends on the content being used to make the noise measurement. As some tests use 11 kHz (usually as part of an IMD tests with a second tone 1 kHz away) it’s not unreasonable to use that as the assumption for testing. Its higher frequency shows the effect of jitter much more readily than a 1 kHz test tone.

In real life no musical content would have 11 kHz sinewaves at 0 dB; that’s not the point of a test like that. With equipment specs so good uncovering their short comings requires a more aggressive test posture. It’s also truth in advertising, if a product says 10 Hz to 50 kHz +/- 3dB then it better work across that range with no weird “except on Tuesdays” clauses.

Clockworks takes the position that with middle of the road performance, i.e. 110 dB DR, no spectraly related jitter components should be measurable above the noise floor. Likewise the noise floor should meet the stated specifications not just under AES-17 conditions but with a 11 kHz tone as well.

Without going to extraordinary expense for performance above 120 dB DR it can be very difficult to avoid some jitter related components.

Translating that in to jitter requirements is difficult. OTOH predicting the impact of a specific combination of wideband and tonal jitter components is reasonable. One easy to use resource for that is DISTORT available from https://distortaudio.org. Developed by Paul Kane, it was introduced in 2019 via the forum on Audio Science Review. At the time of this post it is still in a Beta release. One open question is that it offers a wide range of FFT window functions (and not documented for cases where the function has parameters), but the correction to the processing gain seemed a little off in some cases, but this was only from eyeballing it. Use the same window choice for all measurements as comparative measurements will be correct. Remember too that some window functions have high side lobes. If investigating jitter effect on noise floor pick a window with low side lobe energy relative to the expected noise floor.

Update/addendum

Came across an ADI app note EE-261 on jitter as it applies to processor clock specifications, but it’s a good introduction to the topic too as it covers TIE which generally isn’t of interest to CPU and SERDES link designers.

Nota de aplicación de medidas de jitter con osciloscopio

Software de medidas de Jitter


Medida de Jitter con el osciloscopio SIGLENT SDS 2000X HD

Medida de Jitter con el osciloscopio SIGLENT SDS 2000X HD

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Velocidad de muestreo en los osciloscopios

Velocidad de muestreo en los osciloscopios

La velocidad de muestreo, expresada en Megamuestras ("MegaSamples") por segundo (Ms/sg), especifica con qué frecuencia un osciloscopio digital tomará una instantánea, o una muestra, de la señal; cuanto más rápida sea, mayores serán la resolución y el detalle de la forma de onda reproducida, y menor la probabilidad de que se pierda información crítica o eventos de interés, como se muestra en la Figura siguiente.


La velocidad de muestreo mínima también puede ser importante si se necesita ver señales que cambien lentamente a lo largo de grandes períodos de tiempo.


Típicamente, la velocidad de muestreo utilizada cambia al modificar el control de la escala horizontal (base de tiempos) con el fin de mantener un número constante de puntos en el registro de la forma de onda presentada.

señal original y captura de la misma

Señal original y captura de la misma

¿Cómo se pueden calcular los requisitos de velocidad de muestreo?

El método difiere en función del tipo de forma de onda que se está midiendo y del método de reconstrucción de señal utilizado por el osciloscopio.


Con el fin de reconstruir con precisión una señal y evitar el aliasing (presentación de señales no existentes), el teorema de Nyquist dice que  hay que muestrear la señal al menos dos veces más rápido que su componente de frecuencia más elevada . Este teorema, sin embargo, da por supuesto una longitud de registro infinita y una señal continua, pero dado que ningún osciloscopio ofrece una longitud de registro infinita y, por definición, los espurios no son continuos, el muestreo a solamente dos veces la  velocidad de la componente de frecuencia más elevada, generalmente no será suficiente.


En realidad, la reconstrucción precisa de una señal, depende de la velocidad  de muestreo y del método de interpolación utilizado para rellenar los espacios entre las muestras. Algunos osciloscopios permiten seleccionar una interpolación seno (x)/x para la medida de señales sinusoidales, o bien una interpolación lineal para señales cuadradas, pulsos y otros tipos de señal.

pantalla velocidad de captura osciloscopio SIGLENT

Para una reconstrucción precisa utilizando la interpolación senoidal, el osciloscopio deberá tener una velocidad de muestreo de al menos 2,5 veces la componente de frecuencia más elevada de la señal.

Utilizando  la interpolación lineal, la velocidad de muestreo, deberá ser al menos 10 veces la componente de frecuencia más elevada de la señal.

Onda sinusoidal con interpolación

En definitiva, la máxima velocidad de muestreo de un osciloscopio debe ser, al menos, 5 veces superior a su ancho de banda (preferiblemente 10 veces), es decir, para un osciloscopio de 1 GHz de ancho de banda, la frecuencia de muestreo mínima debería ser de 5 GS/sg

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Velocidad de captura de formas de onda en los osciloscopios

      Velocidad de captura de formas de onda en los osciloscopios

La  velocidad de captura  expresada en formas de onda por segundo (wfm/sg), representa la rapidez con la que un osciloscopio adquiere formas de onda completas, a diferencia de la  velocidad de muestreo,  que indica con qué frecuencia, el osciloscopio toma muestras de la señal de entrada dentro de una forma de onda

Las velocidades de captura de forma de onda variarán ampliamente, dependiendo  del tipo y nivel de prestaciones del osciloscopio. Los osciloscopios con altas velocidades de captura de forma de onda ofrecen una sensación  visual más completa acerca del comportamiento de la señal, y aumenta  extraordinariamente la probabilidad de que el osciloscopio capture rápidamente  anomalías transitorias tales como inestabilidades, espurios o errores de transición.

Los osciloscopios de memoria digital (DSO) utilizan una arquitectura de procesamiento en serie que permite capturar entre 10 y 5.000 wfms/s.  Algunos DSO tienen un modo especial que captura una ráfaga de múltiples señales sobre una gran memoria, proporcionando temporalmente velocidades muy elevadas de captura de formas de onda, seguidas por largos períodos de tiempo de procesamiento, que reducen la probabilidad de capturar eventos esporádicos e intermitentes.

Arquitectura de osciloscopio digital tradicional

Arquitectura de osciloscopio digital tradicional

En el osciloscopio de almacenamiento digital tradicional (DSO), el procesamiento y la visualización de datos de la forma de onda se completan dentro de la CPU que es el cuello de botella de toda la adquisición, procesamiento y visualización de los datos, pues para comenzar la adquisición del siguiente cuadro, habrá un gran intervalo de tiempo de espera a que la CPU termine de completar el procesamiento del cuadro anterior. 


Con referencia a la Figura 2, el tiempo entre dos fotogramas adquiridos se denomina tiempo muerto de adquisición del osciloscopio. El tiempo muerto de los osciloscopios de almacenamiento digital tradicionales es muy largo, de modo que los fallos ocasionales son difíciles de capturar, ya que caen con facilidad dentro del periodo de tiempo muerto.

El tiempo muerto entre dos cuados

Figura 2: El tiempo muerto entre dos cuados

Con tecnologías como la DPO de TEKTRONIX o la SPO de SIGLENT, el problema de los tiempos muertos se ha minimizado, pues gracias a nuevas arquitecturas de procesamiento se consiguen velocidades de hasta 170.000 wfm/sg, en aplicaciones en las que los equipos tradicionales no pasaban de las 200 wfm/seg.

En particular, la tecnología SPO hace uso de un motor de procesamiento de imágenes en base a un grupo de FPGA para completar el procesamiento y la visualización de las formas de onda.

Arquitectura SPO de SIGLENT

Arquitectura SPO de SIGLENT

Motor de procesamiento de gráficos y adquisición de formas de onda SPO

Figura 4: Motor de procesamiento de gráficos y adquisición de formas de onda SPO

Evidentemente estas tecnologías, y en particular una alta tasa de captura de formas de onda facilitan descubrir rápidamente fenómenos ocasionales, que de otro modo requeriría horas de trabajo infructuoso, mejorando mucho la eficiencia del trabajo ( ver figura 5).

La alta tasa de captura de forma de onda puede encontrar señales anormales rápidamente

Figura 5: La alta tasa de captura de forma de onda puede encontrar señales anormales rápidamente

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EasyPulse Technology of Siglent’s New-Generation Waveform Generator

At present, the method used to generate pulse signal by most of the signal generator is to fill the DDS waveform memory with the original pulse data. Editing the pulse waveform data table in advance, DDS can output the right pulse waveform corresponding to different rising and falling edge. Such kind of pulse waveform’s edge and width can be fine adjusted, also with low jitter. Please see the block diagram below:

But there are some big defects for the methods:

● Be affected by frequency parameter, the rising and falling edge would be very slow under low frequency;

● Be limited by waveform length, the duty cycle can’t be very small;

● Waveform data need to be updated when changing the pulse’s frequency, edge and width. If the waveform length is large, it need long time to change parameters of pulse.

To solve these problems, Siglent innovate a new algorithm about pulse generation. It is called EasyPulse technology which is built in the new SDG5000 series waveform generator. Based upon the EasyPulse, SDG5000 can produce low jitter, rapid rise and fall edge, without affected by frequency; extreme duty cycle; edge and width can be adjusted in large range, and fine. Here’s the block diagram:

Advantages of the innovative EasyPulse can be listed as following:

● Can output rapid rise and fall edge (6ns) under very low frequency (less than 1Hz);

● Pulse width can be 12ns under low frequency, with extreme duty cycle;

● Parameters of pulse can be easily and immediate changed without updating any waveform data;

● Edge and pulse width can be adjusted widely.

Technical specifications for pulse signal of SDG5162 waveform generator:

PeriodMaximum 1000000s: Minimum 25 ns
Pulse width≥ 12ns, 100ps resolution
Duty Cycle0.0001% ~ 99.9999%
Rise/Fall time6ns ~ 6s, 100ps resolution
Over shoot< 3%
Jitter (Cycle to Cycle )< 100ps(typical values, RMS)

Here’re several measurements, to verify the outstanding performance of EasyPulse:

1. As indicated in P1, EasyPulse can kept rapid rise edge and fall edge (6ns); but ordinary DDS pulse edge is very slow (in millisecond).

P1 Comparison of Pulse signal edge under 1Hz low frequency

2. For 1Hz pulse waveform, minimum width of EasyPulse can be 12ns with small duty ratio (less than 0.0001%). But pulse width of ordinary DDS is large and duty cycle can’t be adjusted small.

  P2 Comparison of pulse duty cycle under 1Hz low frequency

3. When waveform generator outputs 0.1Hz pulse waveform. Edge of EasyPulse can be adjusted in large range, minimum edge is 6ns, and maximum edge is 6s; however there’s limitation for adjustment of ordinary DDS pulse edge.

P3 Comparison of edge adjustment of low frequency 0.1Hz pulse signal

4. Using Siglent oscilloscope to measure the cycle to cycle jitter of EasyPulse, the RMS value (sdev value) is under 100ps.

P4 EasyPulse waveform with low jitter

As seen from these pictures, the performance and parameters of EasyPulse is perfect, any kinds of pulse signal can be easily output. No matter for high frequency or low frequency, EasyPulse performance can be kept.


SDG5000 from Siglent, with perfect EasyPulse. You, deserve it!

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Integridad de la señal

Integridad de la señal

¿Es consciente del impacto que tiene el "ruido" de la integridad de la señal en la red industrial?

Integridad de la señal

El "ruido" u otras perturbaciones en la señal digital de la red son algunas de las causas más importantes de las interrupciones en una red industrial. Las redes industriales se han diseñado para ser inmunes al ruido en general, pero, aun así, las desviaciones de la integridad de la señal pueden producir problemas en la red.

Las desviaciones de la señal son a menudo la consecuencia de las condiciones extremas de funcionamiento del entorno y los componentes eléctricos que se encuentran en las instalaciones industriales.

La desviación de la integridad de la señal se puede observar desde dos aspectos/perspectivas/dimensiones

      • Δ amplitud
      • Δ tiempo

Realice siempre una inspección inicial de los segmentos en la instalación. Cualquier cambio en las características de la forma de onda suele ser un indicador del origen de un problema.

Impacto del ruido en las redes industriales:

  • Las desviaciones en la integridad de la señal pueden ocasionar que el dispositivo receptor genere un código de error de estructura (errores CRC o FCS). Los fallos de señales eléctricas provocan errores de comunicación en el protocolo digital.
  • Estos errores pueden producir una retransmisión excesiva, lo que crea retrasos y demasiado tráfico de red.
  • Los errores pueden ser permanentes o temporales.

Análisis de la integridad de la señal:

  • Un analizador de red típico únicamente indica que se están produciendo errores, pero rara vez diagnostica el origen del problema que proviene de los fallos de integridad de la señal.
  • Use un osciloscopio para inspeccionar visualmente la forma de onda de la señal en busca de errores de ruido en la Δ amplitud o el Δ tiempo.
  • Emplee el modo de detección de picos y envolvente/persistencia de la forma de onda para capturar y visualizar toda la extensión de las desviaciones de la integridad de la señal.
  • Algunos osciloscopios ofrecen un modo de "patrón visual" que resalta toda la extensión de las desviaciones relativas a la amplitud y el tiempo.

Ejemplos de desviaciones de la integridad de la señal que se muestran en un osciloscopio.

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Incertidumbre de medida

Incertidumbre de medida

¿Cómo afecta la precisión del multímetro digital a la próxima medida que realice?

Incertidumbre de medida

La capacidad del tanque de gasolina de un automóvil de unos 75 litros tiene una medida de incertidumbre de +/- 1%, lo que equivale a una incertidumbre de 0,75 litros. En el caso de la distancia, con un consumo de gasolina de unos 8,5 km/l, la incertidumbre es de unos 6,5 kilómetros. Cuando el tanque esté casi vacío, ¿tendrá suficiente gasolina como para viajar 1,5 kilómetros o 6,5 kilómetros?

La incertidumbre de medida es una estimación del posible error en una medida. También es una estimación del rango de valores que contiene el valor verdadero de la cantidad medida. Asimismo, representa la probabilidad de que el valor verdadero esté dentro de un rango de valores indicado.

Los factores más importantes que llevan a error en las medidas con instrumentos digitales son:

  • La deriva, la desviación y el ruido hallados en las señales de entrada del medidor que condicionan los circuitos.
  • Los errores asociados a los procesos de conversión de analógico a digital, como el ruido y la linealidad del rango.

La incertidumbre del multímetro digital:

  • Se expresa como +/- (porcentaje de la medida + porcentaje del rango) y depende de las condiciones de temperatura y del tiempo que ha transcurrido desde la última calibración realizada.
  • Se suele especificar a temperatura ambiente: 23 +/- 5 °C. Se proporciona un coeficiente de temperatura para calcular la incertidumbre de las medidas realizadas con valores fuera de este rango.

Los fabricantes normalmente garantizan la especificación de incertidumbre de medida durante hasta 1 año tras la última calibración realizada.

Impacto de la incertidumbre de medida:

  • Si el valor de incertidumbre de un medidor es superior al valor de tolerancia de la medida, los resultados de ésta no son fiables.
  • Se debe tener en cuenta la incertidumbre de medida para determinar el nivel de confianza en un valor medido relativo a los requisitos de medida.
  • Para lograr un alto grado de confianza, las mejores prácticas sugieren que la relación de incertidumbre de medida con respecto a la incertidumbre del requisito de medida supere el valor 4:1 (relación de incertidumbre de medida).
  • Por ejemplo, la medición de un circuito de referencia de 1,25 voltios (el producto REF3312 de Burr Brown) que posee una precisión del 0,15% o 1,25 V +/- 1,875 mV.

Incertidumbre de medida

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